獨立電源裝置的設計

❶ 什麼叫獨立電源

你手機充電，用的就是獨立電源！

何為獨立，就是獨自不和其他共享的意思！

你路由器用一個帶插頭的電源線，插到拖線板或者牆壁上的插座上就是外部供電，獨立供電！

❷ 供電系統的設計要求

根據住建部、國家質量監督檢驗檢疫總局聯合發布的《住宅設計規范》（GB50096-2011）對住宅供電系統的設計作出相關規定，摘錄如下：
8.7.2 住宅供電系統的設計, 應符合下列基本要求：
1. 應採用TT、TN-C-S或TN-S接地方式, 並進行總等電位聯結；
2. 電氣線路應採用符合安全和防火要求的敷設方式配線, 住宅套內的電氣管線應採用穿管暗敷設方式配線。導線應採用銅芯絕緣線，每套住宅進戶線截面不應小於10m㎡，分支迴路截面不應小於2.5m㎡；
3. 住宅套內的空調電源插座、一般電源插座與照明應分路設計，廚房插座應設置獨立迴路，衛生間插座宜設置獨立迴路；
4. 除壁掛式分體空調電源插座外，電源插座迴路應設置剩餘電流保護裝置；
5. 設洗浴設備的衛生間應作局部等電位聯結；
6. 每幢住宅的總電源進線應設剩餘電流動作保護或剩餘電流動作報警。

❸ 多路輸出電源開關的設計

1引言 對現代電子系統，即便是最簡單的由單片機和單一I/O介面電路所組成的電子系統來講，其電源電壓一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路組成，而對較復雜的電子系統來講，實際用到的電源電壓就更多了。目前主要由下述諸多電壓組合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一個系統中需求多個上述相同電壓供電電源）等。不同的電子系統，不僅對上述各種電壓組合有嚴格的要求，而且對這些電源電壓的諸多電特性也有較嚴格的要求，如電壓精度，電壓的負載能力（輸出電流），電壓的紋波和雜訊，起動延遲，上升時間，恢復時間，電壓過沖，斷電延遲時間，跨步負載響應，跨步線性響應，交叉調整率，交叉干擾等。 2多路輸出電源 對於電源應用者來講，一般都希望其所選擇的電源產品為「傻瓜型」的，即所選擇的電源電壓只要負載不超過電源最大值，無論系統的各路負載特性如何變化，而各路電源電壓依然精確無誤。僅就這一點來講，目前絕大多數的多路輸出電源是不盡人意的。為了更進一步說明多路輸出電源的特性，首先從圖1所示多路輸出開關電源框圖講起。 從圖1可以看到，真正形成閉環控制的只有主電路Vp，其它Vaux1、Vaux2等輔電路都處在失控之中。從控制理論可知，只有Vp無論輸入、輸出如何變動（包括電壓變動，負載變動等），在閉環的反饋控製作用下都能保證相當高的精度（一般優於0.5％），也就是說Vp在很大程度上只取決於基準電壓和采樣比例。對Vaux1、Vaux2而言，其精度主要依賴以下幾個方面： 1）T1主變器的匝比，這里主要取決於Np1：Np2或Np1：Np3 2）輔助電路的負載情況。 3）主電路的負載情況。 註：如果以上3點設定後，輸入電壓的變動對輔電路的影響已經很有限了。 在以上3點中，作為一個具體的開關電源變換器，主變壓器匝比已經設定，所以影響輔助電路輸出電壓精度最大的因素為主電路和輔電路的負載情況。在開關電源產品中，有專門的技術指標說明和規范電源的這一特性，即就是交叉負載調整率。為了更好地講述這一問題，先將交叉負載調整率的測量和計算方法講述如下。 2.1電源變換器多路輸出交叉負載調整率測量與計算步驟 1）測試儀表及設備連接如圖2所示。 2）調節被測電源變換器的輸入電壓為標稱值，合上開關S1、S2…Sn，調節被測電源變換器各路輸出電流為額定值，測量第j路的輸出電壓Uj，用同樣的方法測量其它各路輸出電壓。 3）調節第j路以外的各路輸出負載電流為最小值，測量第j路的輸出電壓ULj。 4）按式（1）計算第j路的交叉負載調整率SIL。 式中：ΔUj為當其它各路負載電流為最小值時，Uj與該路輸出電壓ULj之差的絕對值； Uj為各路輸出電流為額定值時，第j路的輸出電壓。 根據上面的測試及計算方法可以將交叉負載調整率理解為：所有其它輸出電路負載跨步變（100％－0％時）對該路輸出電壓精度影響的百分比。 2.2多路輸出開關電源 由圖1原理所構成的實際開關電源，主控電路僅反饋主輸出電壓，其它輔助電路完全放開。此時假設主、輔電路的功率比為1：1。從實際測量得主電路交叉負載調整率優於0.2％，而輔電路的交叉負載調整率大於50％。無論開關電源設計者還是應用者對大於50％的交叉負載調整率都將是不能接受的。如何降低輔電路交叉負載調整率，最直接的想法就是給輔助電路加一個線性穩壓調節器（包括三端穩壓器，低壓差三端穩壓器）如圖3所示。 從圖3可知，由於引入了線性穩壓調節器V，所以在輔路上附加了一部分功率損耗，功率損耗為P=而要使輔電路的交叉負載調整率小，就必須有意識地增大線性調整器的電壓差，即就是要有意識增大，其帶來的缺點就是增加了電源的功率損耗，降低了電源的效率。 以圖1及圖3原理為基礎設計和應用電源時，應注意的原則為： 1）主電路實際使用的電流最小應為最大滿輸出電流的30％； 2）主電路電壓精度應優於0.5％； 3）輔電路功率最好小於主電路功率的50％； 4）輔電路交叉負載調整率不大於10％。 2.3改進型多路輸出開關電源 在很多應用場合中，要求2路輸出的功率基本相當，比如±12V/0.5A，±15V/1A。我們通過多年的實踐，設計了如圖4所示的電路，能較好地達到提高交叉負載調整率的目的。 圖4電路設計思想的核心有以下2點。 1）將正負2路輸出濾波電感L1、L2繞制在同一磁芯上，採用雙線並繞的方法，從而保證L1、L2電感量完全相同。並注意實際接入線路時的相位（差模方法）關系，這種濾波電感的連接方法使2路輸出電流的變化量相互感應，在一定程度上較大地改善了2路輸出的交叉負載調整率。 2）從圖4可以看到，采樣比較器Rs1、Rs2不像圖1那樣接到主電路Vp上，而是直接跨接到正負電源的輸出端上，並且邏輯「地」不是電源的輸出地，而是以負電壓輸出端作為采樣比較和基準電壓的邏輯「地」電位。這樣采樣誤差將同時反映出正、負2路輸出的電壓精度變化，對正、負2路同樣都存在有反饋作用，能在很大程度上改進2路輸出的交叉負載調整率。以±15V/1A電源為例，採用圖4的電路設計，實測得的2路交叉負載調整率優於2％。 以圖4原理為基礎設計和應用電源時，應注意的原則為： 1）2路最好為對稱輸出（功率對稱，電壓對稱），無明顯的主、輔電路之分，比如我們常用到的±12V，±15V等都屬於此類； 2）2路輸出電壓精度要求都不是太高，1％左右； 3）2路輸出交叉調整率要求相對較高，2％左右。 下面介紹一種通用性極強的3路電源設計方案，如圖5所示。 從圖5可以看到，主＋5V輸出與輔路±Vout(可以是±15V或±12V)輸出電路不但反饋相互獨立，而且其PWM（脈寬調制器），功率變換和變壓器都是相互獨立的。可以將此3路電源看成是由相互獨立的1個＋5V電源和1個±Vout電源共同組合而成。為了進一步減少二者之間的相互干擾和降低各自輸出電壓紋波的峰－峰值，應當進一步減小各獨立電源的輸入反射紋波（一般紋波峰－峰值應小於50mV，紋波有效值應小於10mV）和採用同步工作方式。 2.4高頻磁放大器穩壓器 在多路輸出電源中，輸出電路經常採用高頻磁放大穩壓器，它以低成本、高效率、高穩壓精度和高可靠性，而在多路輸出的穩壓電源中得到了廣泛應用。 磁放大器能使開關電源得到精確的控制，從而提高了其穩定性。磁放大器磁芯可以用坡莫合金，鐵氧體或非晶，納米晶（又稱超微晶）材料製作。非晶、納米晶軟磁材料因具有高磁導率，高矩形比和理想的高溫穩定性，將其應用於磁放大器中，能提供無與倫比的輸出調節精確性，並能取得更高的工作效率，因而倍受青睞。非晶、納米晶磁芯除上述特點外還具備以下優點： 1）飽和磁導率低； 2）矯頑力低； 3）復原電流小； 4）磁芯損耗少； 磁放大輸出穩壓器沒有採用晶閘管或半導體功率開關管等調壓器件，而是在整流管輸出端串聯了一個可飽和扼流圈（如圖6所示），所以它的損耗小。 由圖6可知，磁放大穩壓器的關鍵是可控飽和電感Lsr和復位電路。可控飽和電感是由具有矩形B?H回線的磁芯及其上的繞組組成，該繞組兼起工作繞組和控制繞組的作用。復位（RESET）是指磁通到達飽和後的去磁過程，使磁通或磁密回到起始的工作點，稱為磁通復位。由於磁放大穩壓器所用的磁芯材料的特點（良好的矩形B?H回線及高的磁導率），使得磁芯未飽和時的可控飽和電感對輸入脈沖呈現高阻抗，相當於開路，磁芯飽和時可控飽和電感的阻抗接近於0，相當於短路。 目前開關電源工作頻率已提到幾百kHz以上，磁放大器在開關電源中的廣泛應用對軟磁材料提出了更高的要求。在如此高的頻率下，坡莫合金由於電阻率太低（約60μΩ?cm）導致渦流損耗太大，造成溫升高，效率降低，採用超薄帶和極薄帶雖能有所改善，但成本將大幅度上升；鐵氧體具有很高的電阻率（大於105μΩ?cm），但其Bs過低，居里點也太低。由於工作環境惡劣，對材料的應力敏感性、熱穩定性等都有嚴格要求，上述材料是很難滿足要求的。 非晶合金的出現大大豐富了軟磁材料。其中的鈷基非晶合金具有中等的飽和磁感應強度，超微合金具有較高的飽和磁感應強度，它們都具有極低的飽和磁致伸縮系數和磁晶各向異性。鈷基非晶和超微晶在保持高方形比的同時可以具有很低的高頻損耗，用於高頻磁放大器中，可大大提高電源效率，大幅度減小重量、體積，是理想的高頻磁放大器鐵芯材料。 3高頻磁放大輸出穩壓器典型應用電路 圖7所示的多路輸出電源，其主路為閉環反饋PWM控制方式，輔路為磁放大式穩壓電源。由於輔路磁放大輸入電壓波形受控於變壓器主、輔繞組比，以及主路的工作狀態（主路輸出電壓的高低和主路負載的高低等），所以輔路的交叉負載調整率仍然不能夠達到理想的狀態。 圖8所示是一種完全利用磁放大器穩壓技術設計的多路輸出穩壓電源。此電源前級為雙變壓器自激功率變換電路，後級多路輸出均為磁放大器穩壓電路。並且各路之間無關，前後級之間無反饋，無脈寬調制器（PWM）。 此電路的優點如下： 1）電路結構簡單，使用元器件數量少，除了兩只功率管以外，其它元器件均是永久性或半永久性的，可靠性極高，製作也很方便； 2）電路中沒有隔離反饋放大器，因此調整極其容易，而且一旦調整好後就無須維護，前級變換功率取決於後級總輸出功率； 3）各路的輸出特性相互獨立，獨自調整穩壓，無主、輔路之分，所以，各輸出電路的負載調整率的交叉負載調整率都非常理想，小於0?5％； 4）磁放大器在功率開通瞬間，處於「開路」狀態，功率管在此刻的導通電流趨近於零，因而，損耗減到了最低限度，這有利於變換器的高頻化和高效率； 5）由於前級功率變換器為不調寬的純正方波，以及後級接了磁放大器，這樣可以大幅度地降低輸出紋波的峰－峰值，普通PWM型電源的輸出紋波大約為輸出電壓標稱值的1％左右，而採取帶磁放大器的整流電路，紋波的峰－峰值可比較容易地降低到0.1％左右。 上述磁放大型穩壓電源的綜合電特性都是其它PWM隔離負反饋多路電源所無法比似的。尤其對多路電源實際應用來講，可以對電源內部特性和電子系統的負載特性不予考慮，拿來就能使用，用上就無問題。但是，現代磁放大型穩壓電源還存在如下一些問題，有待解決。 1）電路形式需進一步完善（尤其是電源前級功率變換電路），應加入過、欠壓保護，過流、短路保護，電源使能端。 2）進一步提高工作頻率，以便減小體積。 3）進一步提高效率，減小磁損。 4結語 綜合上述，對多路電源應用者而言，可以根據電子系統用電情況，更切實際地提出所用電源的特性參數。對多路電源設計者而言，可以更多更系統地了解現今多路電源設計方法，減少新產品的開發周期，做到事半功倍。

❹ 如何讓電腦主機電源獨立工作

只啟動電源嗎?
插上電源線，短接綠色和黑色2條線,就相當於電腦開機了.你是要開機修電源還是要單獨利用電源,以下各組電源的著色區分和功能加以說明.
主機電源不同電源線顏色的說明：紅色：代表

1.+5V電源線（主板、硬碟、光碟機等硬體上的晶元工作電壓）。
黃色：代表+12V電源線（硬碟、光碟機、風扇等硬體上的工作電壓，和-12V同時向串口供EIA電源）。
2.橙色：代表+3.3V電源線（直接向DIMM、AGP插槽供電）。
電腦電源輸出線顏色的含義與功率的分配電腦電源輸出線顏色的含義與功率的分配
電腦電源的輸出線路遠比大多數電器的輸出線路復雜，花花綠綠一大把線。其實其中大部分輸出線部連接在 同樣的焊點上，只是輸出設備不同所以需要多根連線而已。
同樣顏色的輸出線，其輸出電壓都是一致的。電腦電源上的輸出線共有九種顏色，其中主板20針插頭上 的綠色和灰色線，是主板啟動的信號線黑色線則是地線。其他的各種顏色的輸出線的含義如下：紅色線：+5VDC輸出，用於驅動除磁碟、光碟驅動器馬達以外的大部分電路，包括磁碟、光碟驅動器的控制電路。
在傳統上CPU、內存、板卡的供電也都由＋5vDC供給，但進入PII時代後，這些設備的供
電需求越來越大，導致十5VDC電流過大，所以新的電源標准將其部分功能轉移到其他輸出上。目前主板特別是P4、Athlon64 等新式主板對於+5VDC的要求越來越小。但如果你的機器是老式的單電源介面主板，那麼＋5VDC的輸出電流會直接影響你電腦的超頻性能。
3.黃色線：+12VDC輸出，用於驅動驅動器馬達、冷卻風扇，或通過主板的匯流排槽來驅動其他板卡。在最新的P4 系統中，由於p4處理器能源的需求很大，電源專門增加了一個
4PIN的插頭提供+12V電壓給主板，經主板變換後提供給CPU和其他電路而不再使用
＋5VDC，所以p4結構的電源＋12V輸出較大。P4結構的電源也稱為ATXI2V， 而AMD的
Athlon64系統也繼承了這種設計。如果你的電腦擁有大量的驅動器或有一個高P4 CPU，那麼有強大 的＋12VDC輸出是必要的。
4.橙色線：+3.3VDC輸出，這是隨著ATX
電源增加的輸出。以前電源供應的最低電壓為＋5V，提供給主板、CPU、內存、各種板卡等，從PII時代開始Inter公司為了降低能耗，把CPU、內存等的電壓降到了3.3V以下。為了減少主板產生的熱量和節省能源，現在的電源直接提供3．3V電壓，經主板變換後用於動CPU、內存、顯卡等電路。強大的+3.3VDC有利於內存、顯卡等設備的穩定與超頻。
以上三種輸出，是電腦電源的主要電能輸出，它們的輸出線明顯多於其他輸出，而且輸出電流也要大得多。
5.白色線：-5VDC輸出，在較早的PC中用於軟碟機控制器及某些ISA匯流排板卡電路。在許多新系統中已經不再使用5V電壓，現在某些形式的電源如SFX、FLEX ATX一般不再提供-5V輸出。在Inter發布的最新的ATX12V 1．3版本中。已經明確取消了-5V的輸出，但大多數電源為了保持向上兼容，還有這條輸出線。
6.藍色線：-12VDC輸出，主要用於某些串口電路，其放大電路需要用到+12V和-12V，通常輸出小於1A，在目前的主板設計上也已經幾乎不使用這個輸出，而通過對+12VDC
的轉換獲得需要的電流。
7. 紫色線：十5V Stand-By（+5VSB），最早在ATX提出，在系統關閉後，保留一個＋5V
的等待電壓用於電源及系統的喚醒服務。
很明顯，要考量一個電源的功率支持能力，最主要就是要看紅色、黃色、橙色三條線的最大輸出能力。 不同配置的系統對於這三條線的輸出能力有不同的要求。對於大多數新裝配的電腦顯然＋12VDC輸出是最重要的。
插電即開機的原因為什麼我的電腦只要一插電就會開機，其實問題就是出在上面介紹的＋5V Stand-By上。 以前的PSII、AT電源均採用機械式開關來開機關機，從ATX開始不再使用機械式開關來開機關機，而是通過鍵盤或按鈕給主板一個開機關機信號，由主板通知電源關閉或打開。由於+5VStand-by是一個單獨的電源電路，只要有輸入電壓，+5VSB就存在，這樣就使電腦能實現遠程Modem喚醒或網路喚醒功能。 然而最早的ATX1.O版只要求+5VSB達到0.1A,這樣經常會由於「插插座」這樣的動作導致的電流被誤當作開機信號而被觸發，所以Intel公司在ATX2.01版提出＋5VSB不低於0.72A基本上解決了這個問題。
8.灰色：代表P.G信號線（電源狀態信息線，它是其他電源線通過一定電路計算所得到的果，當按下電腦開頭鍵後，這個信號表示電源良好可以開機無信號說明有故障主板自動監測）。
9.藍色：代表-12V電源線（向串口提供EIA電源）。
白色：代表-5V電源線（軟碟機鎖相式數據分離電路）。
10.紫色：代表+5V StandBy電源線（關機後為主板的一小部分電路提供動力，以檢測各種開機命令）。
11.綠色：代表PS-ON信號線（主板電源開／關的信號線，未接通時有一定電壓）。
12.黑色：系統電路的地線。

❺ UPS的設計和工作模式如何影響其性能

UPS的關鍵任務是在各種輸入交流條件下(包括發電機運行)，確保提供給IT設備的電源滿足設備電源的具體要求。現在我們看看不同的設計是怎樣滿足以下主要標準的：
將電壓維持在允許的范圍內
無需鎖定IT設備就可在各種模式間轉換
與發電機電力之間平滑過渡
UPS拓撲對性能的影響：
將電壓維持在允許的范圍內
UPS輸出電壓必須在信息技術工業委員會(ITIC)為所有輸入交流線路條件規定的ITIC電壓容限曲線的可接受容限內。
縱軸顯示的是電源裝置(PSU)的輸入電壓。橫軸表示輸入電壓出問題的時間(可達10,000個交流電周期，約28分鍾)。ITIC曲線(其實更像是階梯而非曲線)顯示IT設備用的一種典型電源裝置(PSU)設計的可接受的輸入電壓包絡。
UPS必須確保輸入到電源裝置(PSU)的電壓不在可接受的區間上方的禁止范圍內，因為在此范圍內的電壓可損壞IT設備。低於閾值的電壓可導致電源裝置(PSU)關閉或出現異常行為。
ITIC(CCBEMA)曲線顯示IT設備的電源絨容限
幾乎所有的系統設計都提供一定程度的浪涌抑制，以防高頻瞬變和大電壓尖峰，例如由雷電引起的或由公共電廠的破壞引起的。
1、多數小型後備式和在線互動式系統使用某些形式的瞬變箝位裝置，如金屬氧化物壓敏電阻(MOV)，它們可將多餘的能源分流到地，或者在能量等級太高時自毀來吸收過電壓或瞬時沖擊。由於這種UPS多數都是小型的，設計用於布置在被保護的設備附近，只有最小數量的這種箝位裝置。
2、在正常模式運行的雙轉換UPS通過AC-DC-AV轉換過程處理電力，從而阻止有破壞性的輸入條件通過UPS進入到所連接的負載設備。(但是，如果UPS在旁路模式，如在系統維護或系統故障過程中，有破壞性的輸入脈沖將通過UPS旁路進入負載。)
多模式雙轉換UPS容易被部署在距市電輸入源較近處，因此常常設計有額外的浪涌保護。這些設計可包括連接多個並聯的金屬氧化物壓敏電阻(MOV)，得到三個獨立的保護通路：火線與火線之間、火線與地線之間、零線與地線之間。UPS還可以有氣體放電管、浪涌線圈或其它包含電感器和電容器一類器件的濾波電路，用於在破壞性脈沖到達關鍵負載前將其消除。此外，這類UPS在輸入電源條件使其有理由轉到雙轉換模式時會自動從高效模式轉換過來，從而將輸入瞬變與負載隔離開來。多數設計也可保證：即使在旁路模式，保護所連接的負載設備不受瞬變問題影響。總是以這樣或那樣的方式保護IT設備不受大浪涌和沖擊影響。
3、不論採用哪種UPS設計，仍建議在市電入口處採取浪涌保護措施，以保護UPS輸入監控電路，並在向UPS旁路供電的電路上提供浪涌保護。
不同的UPS設計處理不太極端的電壓條件(如欠壓或過壓條件)的方式也不同：
1、只要輸入電壓在預定的UPS容限內，後備式UPS就可為IT設備供給滿足此要求的可接受的電力。但是，正常運行的電壓范圍一般較窄(ITIC曲線的±10%)，因此，UPS必須頻繁地求助於電池，這樣會減少電池的運行時間和使用壽命。有些後備式系統允許較寬的輸入電壓范圍，這有助於保存電池電量，但可導致所連接的IT設備鎖定或出現時有時無的運行問題。
2、只要輸入電壓在預置的UPS容限內，在線互動式UPS就可供應在ITIC要求范圍內的電力。但是，在線互動式系統可使用抽頭變換式變壓器或降壓/升壓電路提供一些電壓調節。這意味著它不需要像後備式系統那樣頻繁地求助於電池，雖然它也使用一些電池電能去支持正常模式與電壓調節模式之間的過渡。電池電能用量比後備式UPS的低，但仍比雙轉換拓撲的高。
3、雙轉換UPS在所有輸入電源條件下都提供經調整的輸出電壓，電壓波動在標稱值的1%到3%內。當輸入電壓在預置的UPS容限內時，不需要使用電池就可對輸出進行調整。同樣地，雙轉換UPS與後備式或在線互動式設計相比，使用電池的次數都少，時間都短。這就等於得到更長的電池運行時間和使用壽命。目前許多雙轉換UPS是智能型的，如果UPS沒有100%載入，輸入接受范圍就會更寬。
4、當輸入電壓在預置的UPS容限內時，多模式高效雙轉換UPS就可供應在ITIC要求范圍內的電力。當輸入交流電壓超出此范圍內，UPS自動使用雙轉換模式，使輸入調整到ITIC要求的范圍內。結果，電池使用時長和頻度與雙轉換UPS相似，在有些情況下甚至更低。
有些較大的系統設計可能允許調節輸出電壓的區間，因此系統也可支持輸入電壓范圍更受限制的非IT電源，同時仍得到較高的運行效率的好處。
所有UPS設計滿足ITIC規定的IT設備的輸入電壓要求。主要區別在於UPS實現此結果的方式，這對電池使用頻度和時長有很大的影響。後備式UPS對電池的需求量最高，雙轉換拓撲最低。
與ITIC曲線相差的各種UPS設計的性能
無需鎖定IT設備就可在各種模式間轉換
按照行業標准，IT設備內的電源裝置設計可存儲足夠的能量，在電力中斷時讓設備繼續運行約20毫秒。這稱為「保持」時間。這意味著設備可忍受UPS在各個運行模式之間轉換時出現的短暫的斷電，如從正常運行模式到電池模式，再返回正常模式。
但是，轉換實際上應比20毫秒快得多，因為電源裝置在沒電的情況下運行的時間越長，當它再接受到電力時汲取的突入電流越大。突入電流可超過UPS的電流處理能力，從而導致其關閉。
後備式UPS在5-12毫秒(典型值為8毫秒)內切換到電池模式。後備式系統一般使用一個快速動作機械式繼電器進行電力切換，它可延長切換到電池前的時間。
大多數電源可以容忍此中斷。但是，當轉換時間大於5毫秒時，突入電流會超過UPS逆變器的處理能力，引起IT設備復位，從而導致數據出錯或關機。如果後備式系統允許輸出電壓下降標稱值的10%以上(比如在120V系統上降到108V以下)，電源裝置(PSU)很可能處在汲取比正常值大的電流的狀態。因為這個原因，失去輸出的時間的延長增大了電源裝置(PSU)關閉的機率。
為很關鍵的伺服器配用後備式系統時要考慮的一個問題是電池供電時輸出電壓的波形問題。許多後備式系統產生方波或修正正弦波輸出，目前的功率因數校正電源可能無法處理這種波形。如果是這種情況，電源幾乎常常是一出現電池運行就關閉。
在線互動式UPS以3-8毫秒(典型值為5毫秒)的典型轉換時間切換到電池模式，在大多數電源的可接受的限制范圍內。如果轉換時間大於5毫秒，有些電源裝置(PSU)會呈現出超過400%的突入電流，UPS逆變器無法支持這么高的電流要求。
雙轉換UPS從輸出電力零中斷處(轉換時)開始從電池汲取電流，因此轉換不會引起突入電流。
先進、高效、多模式、雙轉換UPS一般在1-3毫秒內切換到電池模式，完全處在典型的電源裝置(PSU)的突入曲線的最低部分以內。隨後的突入電流小於正常峰值電流的200%，電池和逆變器可以容易地對付這種大小的短時突入電流。
多模式系統的工作原理與宣傳「高效運行模式」或「經濟模式」選項的典型的雙轉換UPS大不相同，主要體現在兩個方面。經過修改的雙轉換UPS一般：
在高效模式時以後備模式運行(而非在線互動式)，因此提供的保護較少。
由於UPS設計中的變壓器或檢測電路檢測到電源問題的延時，轉換到雙轉換模式需要5到12毫秒。那樣的轉換時間可導致IT設備數據出錯或關。
在後備模式，UPS在失去交流輸入時可能無法立即同步逆變器，從而會延遲向電池電源的轉換。如果逆變器和整流器與輸入交流電力隔離開，就不能確保對關鍵負載進行正常的瞬變保護，會引起其它的問題。
有效的多模式系統必須始終跟蹤交流輸入，並將逆變器與其同步。這樣，當失去交流輸入時，逆變器會以輸出電力的極小中斷立即接過負載。此外，整流器和逆變器應始終在線，時刻准備預防瞬變，並在交流電源中斷時提供極其快速的響應。
交流電源的中斷
斷電時間越長，電源裝置突入電流越大，
但有些電源裝置設計對這種現象的控制比其他設計要好一些。
與發電機電力之間平滑過渡
在較長時間的市電停電中，UPS怎樣處理向備用發電機的轉換？此過渡可能不是平滑的，因為發電機在起動和預熱期間電壓和頻率可能不穩定。
當發電機及其負載從初始起動過渡到正常運行的過程中，UPS必須能夠處理發電機輸出畸變。如果UPS不調整這種情況，不穩定的電力可導致所連接的IT設備數據出錯或關機。UPS應當盡可能地減少向電池運行模式來回轉換的次數，從而降低輸出電力中斷的可能性和電池的壓力。
後備和在線互動式UPS必須在將負載切換到發電機前先度量電源，然後再使逆變器與此電源同步。即使發電機的頻率或電壓有輕微的偏差，這類設計也可能切換回電池運行狀態。
雙轉換和多模式高效雙轉換UPS可確保當發電機預熱時，即使輸出電壓或頻率不穩定(或由於其它負載使發電機循環開關)，UPS仍繼續靠整流器運行，而不是切換到電池運行狀態。由於使用輸入整流器將交流處理成直流，這類UPS使用電池供電的時間最短。

❻ 電源模塊的設計方法

電源的電磁干擾水平是設計中最難的部分，設計人員能做的最多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。由於直流到直流的轉換器很常用，所以硬體工程師或多或少都會接觸到相關的工作，本文中我們將考慮與低電磁干擾設計相關的兩種常見的折中方案 。
電源設計中即使是普通的直流到直流開關轉換器的設計都會出現一系列問題，尤其在高功率電源設計中更是如此。除功能性考慮以外，工程師必須保證設計的魯棒性，以符合成本目標要求以及熱性能和空間限制，當然同時還要保證設計的進度。另外，出於產品規范和系統性能的考慮，電源產生的電磁干擾(EMI)必須足夠低。不過，電源的電磁干擾水平卻是設計中最難精確預計的項目。有些人甚至認為這簡直是不可能的，設計人員能做的最多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。
盡管本文所討論的原理適用於廣泛的電源設計，但我們在此只關注直流到直流的轉換器，因為它的應用相當廣泛，幾乎每一位硬體工程師都會接觸到與它相關的工作，說不定什麼時候就必須設計一個電源轉換器。本文中我們將考慮與低電磁干擾設計相關的兩種常見的折中方案;熱性能、電磁干擾以及與PCB布局和電磁干擾相關的方案尺寸等。文中我們將使用一個簡單的降壓轉換器做例子，如圖1所示。

圖1.普通的降壓轉換器
在頻域內測量輻射和傳導電磁干擾，這就是對已知波形做傅里葉級數展開，本文中我們著重考慮輻射電磁干擾性能。在同步降壓轉換器中，引起電磁干擾的主要開關波形是由Q1和Q2產生的，也就是每個場效應管在其各自導通周期內從漏極到源極的電流di/dt。圖2所示的電流波形(Q和Q2on)不是很規則的梯形，但是我們的操作自由度也就更大，因為導體電流的過渡相對較慢，所以可以應用Henry Ott經典著作《電子系統中的雜訊降低技術》中的公式1。我們發現，對於一個類似的波形，其上升和下降時間會直接影響諧波振幅或傅里葉系數(In)。

圖2.Q1和Q2的波形
In=2IdSin(nπd)/nπd ×Sin(nπtr/T)/nπtr/T (1)
其中，n是諧波級次，T是周期，I是波形的峰值電流強度，d是占空比，而tr是tr或tf的最小值。
在實際應用中，極有可能會同時遇到奇次和偶次諧波發射。如果只產生奇次諧波，那麼波形的占空比必須精確為50%。而實際情況中極少有這樣的占空比精度。
諧波系列的電磁干擾幅度受Q1和Q2的通斷影響。在測量漏源電壓VDS的上升時間tr和下降時間tf，或流經Q1和Q2的電流上升率di/dt 時，可以很明顯看到這一點。這也表示，我們可以很簡單地通過減緩Q1或Q2的通斷速度來降低電磁干擾水平。事實正是如此，延長開關時間的確對頻率高於 f=1/πtr的諧波有很大影響。不過，此時必須在增加散熱和降低損耗間進行折中。盡管如此，對這些參數加以控制仍是一個好方法，它有助於在電磁干擾和熱性能間取得平衡。具體可以通過增加一個小阻值電阻(通常小於5Ω)實現，該電阻與Q1和Q2的柵極串聯即可控制tr和tf，你也可以給柵極電阻串聯一個 「關斷二極體」來獨立控制過渡時間tr或tf(見圖3)。這其實是一個迭代過程，甚至連經驗最豐富的電源設計人員都使用這種方法。我們的最終目標是通過放慢晶體管的通斷速度，使電磁干擾降低至可接受的水平，同時保證其溫度足夠低以確保穩定性。

圖3.用關聯二極體來控制過渡時間
開關節點的物理迴路面積對於控制電磁干擾也非常重要。通常，出於PCB面積的考慮，設計者都希望結構越緊湊越好，但是許多設計人員並不知道哪部分布局對電磁干擾的影響最大。回到之前的降壓穩壓器例子上，該例中有兩個迴路節點(如圖4和圖5所示)，它們的尺寸會直接影響到電磁干擾水平。

圖4.降壓穩壓器模型1

圖5.降壓穩壓器模型2
Ott關於不同模式電磁干擾水平的公式(2)示意了迴路面積對電路電磁干擾水平產生的直接線性影響。
E=263×10-16(f2AI)(1/r) (2)
輻射場正比於下列參數：涉及的諧波頻率(f，單位Hz)、迴路面積(A，單位m2)、電流(I)和測量距離(r，單位m)。
此概念可以推廣到所有利用梯形波形進行電路設計的場合，不過本文僅討論電源設計。參考圖4中的交流模型，研究其迴路電流流動情況：起點為輸入電容器，然後在Q1導通期間流向Q1，再通過L1進入輸出電容器，最後返回輸入電容器中。
當Q1關斷、Q2導通時，就形成了第二個迴路。之後存儲在L1內的能量流經輸出電容器和Q2，如圖5所示。這些迴路面積控制對於降低電磁干擾是很重要的，在PCB走線布線時就要預先考慮清器件的布局問題。當然，迴路面積能做到多小也是有實際限制的。
從公式2可以看出，減小開關節點的迴路面積會有效降低電磁干擾水平。如果迴路面積減小為原來的3倍，電磁干擾會降低9.5dB，如果減小為原來的10倍，則會降低20 dB。設計時，最好從最小化圖4和圖5所示的兩個迴路節點的迴路面積著手，細致考慮器件的布局問題，同時注意銅線連接問題。盡量避免同時使用PCB的兩面，因為通孔會使電感顯著增高，進而帶來其他問題。
恰當放置高頻輸入和輸出電容器的重要性常被忽略。若干年以前，我所在的公司曾把我們的產品設計轉讓給國外製造商。結果，我的工作職責也發生了很大變化，我成了一名顧問，幫助電源設計新手解決文中提到的一系列需要權衡的事宜及其他眾多問題。這里有一個含有集成鎮流器的離線式開關的設計例子：設計人員希望降低最終功率級中的電磁干擾。我只是簡單地將高頻輸出電容器移動到更靠近輸出級的位置，其迴路面積就大約只剩原來的一半，而電磁干擾就降低了約 6dB。而這位設計者顯然不太懂得其中的道理，他稱那個電容為「魔法帽子」，而事實上我們只是減小了開關節點的迴路面積。
還有一點至重要的，新改進的電路產生的問題可能比原先的還要嚴重。換句話說，盡管延長過渡時間可以減少電磁干擾，但其引起的熱效應也隨之成為重要的問題。有一種控制電磁干擾的方法是用全集成電源模塊代替傳統的直流到直流轉換器。電源模塊是含有全集成功率晶體管和電感的開關穩壓器，它和線性穩壓器一樣可以很輕松地融入系統設計中。模塊開關節點的迴路面積遠小於相似尺寸的穩壓器或控制器，電源模塊並不是新生事物，它的面世已經有一段時間了，但是直到現在，由於一系列問題，模塊仍無法有效散熱，且一經安裝後就無法更改。

❼ 應急電源裝置有什麼用

應急電源裝置（Emergency Power Supply）英文縮寫為EPS。集中供電的應急電源是在建築物發生火情或內其他緊急情況下容，對疏散照明或其他消防、緊急狀態急需的各種用電設備供電的電源。由其供電目的可以看出，應急電源應當具備以下特有的要求。高可靠性。高可靠性是指電源在緊急狀態下能可靠供電。保證供電是電源的第一目的，只要元器件可以運行而不致損壞，供電就不能停止。當然，此時的元器件的工作狀態可能相當嚴酷，電源的某些電氣參數(如頻率、諧波率)在特殊狀態時可能不理想，但只要用電負荷在這些參數狀態下可以工作，電源就不能停止供電。可監視性。應急電源雖然是使用在特殊場合(供電電源停電、發生火情等)，但是應急柴油發電機組還應定期進行試車。

❽ 如何設計開關電源

概述：首先分析了現代開關電源的優缺點及其發展狀況，在傳統開關電源的基礎上設計了一種新型的帶全面檢測和保護功能的開關電源，該電源輸入帶雷電浪涌保護，並配有RS-485通訊介面，可實現與上位通訊。 1、概述 隨著電子技術和電源技術的發展，開關電源以體積小、重量輕、功率密度大、集成度高、輸出組合便利等優點而成為電子電路電源的首選。在實際的工作環境中，特別是在一些工業場所中，電磁環境十分惡劣，常常有異常情況出現，例如過電壓、瞬態脈沖沖擊波、強電磁輻射等。這些都有可能擊毀電源。影響整個系統的工作。通過設計以微處理機為核心的具有全面電源檢測技術輔以提高開關電源抗過電壓、抗干擾性能力的手段，設計了一種具有保護和監控功能的開關電源。 2、設計思想 隨著電子設備對電源系統要求的日益提高，研究廉價的具有監視"管理供電電源功能的開關電源愈來愈顯得必要。通過綜合考慮電源各種技術性能和對自身的安全要求以及開關電源性能的基礎上，設計出了一種新型實用的帶有過電壓檢測和保護裝置的智能化源。它具有以下幾個特點：（1）實現了對過電壓的檢測，並能記錄每次過電壓的瞬時值和峰值。可啟動備用電源供電。實現對電子電路的保護作用。（2）具有抗沖擊能力強、使用壽命長、帶液晶屏數字監視的特點。 同時通過RS-485通信介面與管理計算機通訊能實現電源的工作和保護等功能的透明化。（3）能實時顯示輸出電壓、電流的大小、過電壓的次數、大小以及必要的參數設置信息。（4）通過介面與後台或遠端PC機實現數據傳送。智能化電源的核心由顯示板、CPU板、通信板、備用電源板、過電壓檢測板、鍵盤、通信轉接板組成。裝置的關鍵是實現電壓的峰值檢測，尤其是過電壓的檢測。該開關電源使用了一種基於單片機的過電壓檢測和峰值電壓檢測方法，實驗證明它滿足了對檢測的快速性和精確性的要求。 3、系統硬體設計 3.1 原理框圖 系統硬體框架如圖1所示。在正常的情況下220V的交流輸入電壓經過整流、濾波、DC/DC.變換、限流穩壓電路後可得到一個穩定的輸出電壓。是一個普通開關電源。當有過電壓時，過電壓信號經過過電壓檢測電路檢測和峰值電壓保持電路保持，控制電源迴路，斷開正常工作的交流電路，同時通過計算機啟動備用電源工作，以及完成對過電壓的瞬時值和峰值的測量。 3.2 PWM控制電路 系統採用的PWM調制器為SG3524型號[4]的晶元，電路如圖2所示。在晶元的電源信號入口端並聯一電容C2構成一個軟啟動電路。設計軟啟動電路的目的是防止在電源突然開通時產生的過大電流對晶元造成沖擊。在剛通電時，電容兩端電壓不能突變，它的電壓隨外部電源對其充電而逐漸升高，經過一段時間後，電路進入正常工作狀態。這樣保證了輸入電壓緩慢地建立起來，確保晶元不受損壞。輸出電路的開關功率管選用MOS功率管。由於功率管是在高頻狀態下工作會產生振盪。為了消除這種寄生振盪，應盡量減少與功率管各管腳的連線長度，特別是柵極引線的長度。若無法減少其長度，可以串聯小電阻，且盡量靠近管子柵極。圖中R3既是功率管的柵極限流電阻，又與R4一起消除功率管工作時產生的寄生振盪。 3.3變壓器驅動電路 變壓器驅動電路見圖3。驅動電路採用單端驅動工作方式，這種電路簡單、工作可靠性高。功率管由來自SG3524晶元的信號驅動。11、14腳的單端並聯輸出。當SG3524輸出高電平時，功率管導通，在電感L中儲能；輸出低電平時，功率管截止，導致流過電感L上的電流突然下降為零，L產生反電勢。該反電勢的脈沖電壓加在高頻變壓器的輸入端，驅動變壓器工作。同時，電感L作變壓器的阻抗匹配元件。 由高頻變壓器輸出的交流電壓經二極體VD2、VD3進行整流倍壓後，再經C2濾波，得到高壓輸出。 3.4采樣反饋電路 反饋迴路中，對輸出電壓信號的取樣，採用在輸出端並聯電阻，再將高壓經電阻串聯衰減的方法實現。 R3、R4、RW為電壓取樣反饋電阻。電壓經隔離反饋後，從SG3524晶元的1腳輸入，控制占空比，進而調節輸出電壓，達到穩壓的目的。其穩壓原理是：若輸出電壓偏高，采樣反饋的信號也偏高，與SG3524中誤差放大器的基準電壓比較後的電壓偏低，導致占空比的寬度變窄，引起輸出電壓下降；反之亦然。RW是可調電阻，通過調節RW來調節輸出電壓。 3.5 過電壓檢測電路 過電壓對於電源來說是一個非常有害的信號。雷電等引起的瞬時高電壓如果不加遏制，直接由電源引入RTU（遠程終端設備）則會影響其電源模塊的正常工作，各功能模塊的工作電壓升高而工作不正常，嚴重時會損壞模塊，燒壞元器件IC。 過電壓保護的基本原理是在瞬態過電壓發生的時侯（微秒或納秒級），通過過電壓檢測電路對這個信號進行檢測。過電壓檢測電路中主要的元件是壓敏電阻，壓敏電阻相當於很多串並聯在一起的雙向抑制二極體。電壓超過箝位電壓時，壓敏電阻導通；電壓低於箝位電壓時，壓敏電阻截止。這就是壓敏電阻的電壓箝位作用。壓敏電阻工作極為迅速，響應時間在納秒級。 過電壓檢測電路原理圖如圖(4)所示，當有過電壓信號產生時，壓敏電阻被擊穿，呈現低阻值甚至接近短路狀態，這樣在電流互感器的原級產生一個大電流，通過線圈互感作用在副級產生一個小電流，再通過精密電阻把電流信號轉變為電壓信號。這個信號輸入到電壓比較器LM393後，電壓比較器LM393輸出高電平，經過非門A 輸出的控制脈沖1控制電源迴路,斷開開關電源電路，啟動備用電源。控制脈沖2送到單片機的中斷口，單片機控制迴路啟動A/D轉換，采樣過電壓的瞬時值。 3.6 峰值電壓采樣保持電路 峰值電壓采樣保持電路如圖(5) 所示。峰值電壓采樣保持電路由一片采樣保持器晶元LF398 和一塊電壓比較器LM311構成。LF398的輸出電壓和輸入電壓通過LM311進行比較，當Vi>Vo時LM311輸出高電平，送到LF398的邏輯控制端8 腳，使LF398 處於采樣狀態。.
以上這些是一些新型開關電源設計一部分，不知道能幫助你嗎？

❾ 分離式獨立供電設計指的是要外接電源嗎

是的。