独立电源装置的设计

❶ 什么叫独立电源

你手机充电，用的就是独立电源！

何为独立，就是独自不和其他共享的意思！

你路由器用一个带插头的电源线，插到拖线板或者墙壁上的插座上就是外部供电，独立供电！

❷ 供电系统的设计要求

根据住建部、国家质量监督检验检疫总局联合发布的《住宅设计规范》（GB50096-2011）对住宅供电系统的设计作出相关规定，摘录如下：
8.7.2 住宅供电系统的设计, 应符合下列基本要求：
1. 应采用TT、TN-C-S或TN-S接地方式, 并进行总等电位联结；
2. 电气线路应采用符合安全和防火要求的敷设方式配线, 住宅套内的电气管线应采用穿管暗敷设方式配线。导线应采用铜芯绝缘线，每套住宅进户线截面不应小于10m㎡，分支回路截面不应小于2.5m㎡；
3. 住宅套内的空调电源插座、一般电源插座与照明应分路设计，厨房插座应设置独立回路，卫生间插座宜设置独立回路；
4. 除壁挂式分体空调电源插座外，电源插座回路应设置剩余电流保护装置；
5. 设洗浴设备的卫生间应作局部等电位联结；
6. 每幢住宅的总电源进线应设剩余电流动作保护或剩余电流动作报警。

❸ 多路输出电源开关的设计

1引言 对现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲，其电源电压一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，实际用到的电源电压就更多了。目前主要由下述诸多电压组合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一个系统中需求多个上述相同电压供电电源）等。不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。 2多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动（包括电压变动，负载变动等），在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度（一般优于0.5％），也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1、Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1）T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2）辅助电路的负载情况。 3）主电路的负载情况。 注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。 在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。 2.1电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤 1）测试仪表及设备连接如图2所示。 2）调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。 3）调节第j路以外的各路输出负载电流为最小值，测量第j路的输出电压ULj。 4）按式（1）计算第j路的交叉负载调整率SIL。 式中：ΔUj为当其它各路负载电流为最小值时，Uj与该路输出电压ULj之差的绝对值； Uj为各路输出电流为额定值时，第j路的输出电压。 根据上面的测试及计算方法可以将交叉负载调整率理解为：所有其它输出电路负载跨步变（100％－0％时）对该路输出电压精度影响的百分比。 2.2多路输出开关电源 由图1原理所构成的实际开关电源，主控电路仅反馈主输出电压，其它辅助电路完全放开。此时假设主、辅电路的功率比为1：1。从实际测量得主电路交叉负载调整率优于0.2％，而辅电路的交叉负载调整率大于50％。无论开关电源设计者还是应用者对大于50％的交叉负载调整率都将是不能接受的。如何降低辅电路交叉负载调整率，最直接的想法就是给辅助电路加一个线性稳压调节器（包括三端稳压器，低压差三端稳压器）如图3所示。 从图3可知，由于引入了线性稳压调节器V，所以在辅路上附加了一部分功率损耗，功率损耗为P=而要使辅电路的交叉负载调整率小，就必须有意识地增大线性调整器的电压差，即就是要有意识增大，其带来的缺点就是增加了电源的功率损耗，降低了电源的效率。 以图1及图3原理为基础设计和应用电源时，应注意的原则为： 1）主电路实际使用的电流最小应为最大满输出电流的30％； 2）主电路电压精度应优于0.5％； 3）辅电路功率最好小于主电路功率的50％； 4）辅电路交叉负载调整率不大于10％。 2.3改进型多路输出开关电源 在很多应用场合中，要求2路输出的功率基本相当，比如±12V/0.5A，±15V/1A。我们通过多年的实践，设计了如图4所示的电路，能较好地达到提高交叉负载调整率的目的。 图4电路设计思想的核心有以下2点。 1）将正负2路输出滤波电感L1、L2绕制在同一磁芯上，采用双线并绕的方法，从而保证L1、L2电感量完全相同。并注意实际接入线路时的相位（差模方法）关系，这种滤波电感的连接方法使2路输出电流的变化量相互感应，在一定程度上较大地改善了2路输出的交叉负载调整率。 2）从图4可以看到，采样比较器Rs1、Rs2不像图1那样接到主电路Vp上，而是直接跨接到正负电源的输出端上，并且逻辑“地”不是电源的输出地，而是以负电压输出端作为采样比较和基准电压的逻辑“地”电位。这样采样误差将同时反映出正、负2路输出的电压精度变化，对正、负2路同样都存在有反馈作用，能在很大程度上改进2路输出的交叉负载调整率。以±15V/1A电源为例，采用图4的电路设计，实测得的2路交叉负载调整率优于2％。 以图4原理为基础设计和应用电源时，应注意的原则为： 1）2路最好为对称输出（功率对称，电压对称），无明显的主、辅电路之分，比如我们常用到的±12V，±15V等都属于此类； 2）2路输出电压精度要求都不是太高，1％左右； 3）2路输出交叉调整率要求相对较高，2％左右。 下面介绍一种通用性极强的3路电源设计方案，如图5所示。 从图5可以看到，主＋5V输出与辅路±Vout(可以是±15V或±12V)输出电路不但反馈相互独立，而且其PWM（脉宽调制器），功率变换和变压器都是相互独立的。可以将此3路电源看成是由相互独立的1个＋5V电源和1个±Vout电源共同组合而成。为了进一步减少二者之间的相互干扰和降低各自输出电压纹波的峰－峰值，应当进一步减小各独立电源的输入反射纹波（一般纹波峰－峰值应小于50mV，纹波有效值应小于10mV）和采用同步工作方式。 2.4高频磁放大器稳压器 在多路输出电源中，输出电路经常采用高频磁放大稳压器，它以低成本、高效率、高稳压精度和高可靠性，而在多路输出的稳压电源中得到了广泛应用。 磁放大器能使开关电源得到精确的控制，从而提高了其稳定性。磁放大器磁芯可以用坡莫合金，铁氧体或非晶，纳米晶（又称超微晶）材料制作。非晶、纳米晶软磁材料因具有高磁导率，高矩形比和理想的高温稳定性，将其应用于磁放大器中，能提供无与伦比的输出调节精确性，并能取得更高的工作效率，因而倍受青睐。非晶、纳米晶磁芯除上述特点外还具备以下优点： 1）饱和磁导率低； 2）矫顽力低； 3）复原电流小； 4）磁芯损耗少； 磁放大输出稳压器没有采用晶闸管或半导体功率开关管等调压器件，而是在整流管输出端串联了一个可饱和扼流圈（如图6所示），所以它的损耗小。 由图6可知，磁放大稳压器的关键是可控饱和电感Lsr和复位电路。可控饱和电感是由具有矩形B?H回线的磁芯及其上的绕组组成，该绕组兼起工作绕组和控制绕组的作用。复位（RESET）是指磁通到达饱和后的去磁过程，使磁通或磁密回到起始的工作点，称为磁通复位。由于磁放大稳压器所用的磁芯材料的特点（良好的矩形B?H回线及高的磁导率），使得磁芯未饱和时的可控饱和电感对输入脉冲呈现高阻抗，相当于开路，磁芯饱和时可控饱和电感的阻抗接近于0，相当于短路。 目前开关电源工作频率已提到几百kHz以上，磁放大器在开关电源中的广泛应用对软磁材料提出了更高的要求。在如此高的频率下，坡莫合金由于电阻率太低（约60μΩ?cm）导致涡流损耗太大，造成温升高，效率降低，采用超薄带和极薄带虽能有所改善，但成本将大幅度上升；铁氧体具有很高的电阻率（大于105μΩ?cm），但其Bs过低，居里点也太低。由于工作环境恶劣，对材料的应力敏感性、热稳定性等都有严格要求，上述材料是很难满足要求的。 非晶合金的出现大大丰富了软磁材料。其中的钴基非晶合金具有中等的饱和磁感应强度，超微合金具有较高的饱和磁感应强度，它们都具有极低的饱和磁致伸缩系数和磁晶各向异性。钴基非晶和超微晶在保持高方形比的同时可以具有很低的高频损耗，用于高频磁放大器中，可大大提高电源效率，大幅度减小重量、体积，是理想的高频磁放大器铁芯材料。 3高频磁放大输出稳压器典型应用电路 图7所示的多路输出电源，其主路为闭环反馈PWM控制方式，辅路为磁放大式稳压电源。由于辅路磁放大输入电压波形受控于变压器主、辅绕组比，以及主路的工作状态（主路输出电压的高低和主路负载的高低等），所以辅路的交叉负载调整率仍然不能够达到理想的状态。 图8所示是一种完全利用磁放大器稳压技术设计的多路输出稳压电源。此电源前级为双变压器自激功率变换电路，后级多路输出均为磁放大器稳压电路。并且各路之间无关，前后级之间无反馈，无脉宽调制器（PWM）。 此电路的优点如下： 1）电路结构简单，使用元器件数量少，除了两只功率管以外，其它元器件均是永久性或半永久性的，可靠性极高，制作也很方便； 2）电路中没有隔离反馈放大器，因此调整极其容易，而且一旦调整好后就无须维护，前级变换功率取决于后级总输出功率； 3）各路的输出特性相互独立，独自调整稳压，无主、辅路之分，所以，各输出电路的负载调整率的交叉负载调整率都非常理想，小于0?5％； 4）磁放大器在功率开通瞬间，处于“开路”状态，功率管在此刻的导通电流趋近于零，因而，损耗减到了最低限度，这有利于变换器的高频化和高效率； 5）由于前级功率变换器为不调宽的纯正方波，以及后级接了磁放大器，这样可以大幅度地降低输出纹波的峰－峰值，普通PWM型电源的输出纹波大约为输出电压标称值的1％左右，而采取带磁放大器的整流电路，纹波的峰－峰值可比较容易地降低到0.1％左右。 上述磁放大型稳压电源的综合电特性都是其它PWM隔离负反馈多路电源所无法比似的。尤其对多路电源实际应用来讲，可以对电源内部特性和电子系统的负载特性不予考虑，拿来就能使用，用上就无问题。但是，现代磁放大型稳压电源还存在如下一些问题，有待解决。 1）电路形式需进一步完善（尤其是电源前级功率变换电路），应加入过、欠压保护，过流、短路保护，电源使能端。 2）进一步提高工作频率，以便减小体积。 3）进一步提高效率，减小磁损。 4结语 综合上述，对多路电源应用者而言，可以根据电子系统用电情况，更切实际地提出所用电源的特性参数。对多路电源设计者而言，可以更多更系统地了解现今多路电源设计方法，减少新产品的开发周期，做到事半功倍。

❹ 如何让电脑主机电源独立工作

只启动电源吗?
插上电源线，短接绿色和黑色2条线,就相当于电脑开机了.你是要开机修电源还是要单独利用电源,以下各组电源的着色区分和功能加以说明.
主机电源不同电源线颜色的说明：红色：代表

1.+5V电源线（主板、硬盘、光驱等硬件上的芯片工作电压）。
黄色：代表+12V电源线（硬盘、光驱、风扇等硬件上的工作电压，和-12V同时向串口供EIA电源）。
2.橙色：代表+3.3V电源线（直接向DIMM、AGP插槽供电）。
电脑电源输出线颜色的含义与功率的分配电脑电源输出线颜色的含义与功率的分配
电脑电源的输出线路远比大多数电器的输出线路复杂，花花绿绿一大把线。其实其中大部分输出线部连接在 同样的焊点上，只是输出设备不同所以需要多根连线而已。
同样颜色的输出线，其输出电压都是一致的。电脑电源上的输出线共有九种颜色，其中主板20针插头上 的绿色和灰色线，是主板启动的信号线黑色线则是地线。其他的各种颜色的输出线的含义如下：红色线：+5VDC输出，用于驱动除磁盘、光盘驱动器马达以外的大部分电路，包括磁盘、光盘驱动器的控制电路。
在传统上CPU、内存、板卡的供电也都由＋5vDC供给，但进入PII时代后，这些设备的供
电需求越来越大，导致十5VDC电流过大，所以新的电源标准将其部分功能转移到其他输出上。目前主板特别是P4、Athlon64 等新式主板对于+5VDC的要求越来越小。但如果你的机器是老式的单电源接口主板，那么＋5VDC的输出电流会直接影响你电脑的超频性能。
3.黄色线：+12VDC输出，用于驱动驱动器马达、冷却风扇，或通过主板的总线槽来驱动其他板卡。在最新的P4 系统中，由于p4处理器能源的需求很大，电源专门增加了一个
4PIN的插头提供+12V电压给主板，经主板变换后提供给CPU和其他电路而不再使用
＋5VDC，所以p4结构的电源＋12V输出较大。P4结构的电源也称为ATXI2V， 而AMD的
Athlon64系统也继承了这种设计。如果你的电脑拥有大量的驱动器或有一个高P4 CPU，那么有强大 的＋12VDC输出是必要的。
4.橙色线：+3.3VDC输出，这是随着ATX
电源增加的输出。以前电源供应的最低电压为＋5V，提供给主板、CPU、内存、各种板卡等，从PII时代开始Inter公司为了降低能耗，把CPU、内存等的电压降到了3.3V以下。为了减少主板产生的热量和节省能源，现在的电源直接提供3．3V电压，经主板变换后用于动CPU、内存、显卡等电路。强大的+3.3VDC有利于内存、显卡等设备的稳定与超频。
以上三种输出，是电脑电源的主要电能输出，它们的输出线明显多于其他输出，而且输出电流也要大得多。
5.白色线：-5VDC输出，在较早的PC中用于软驱控制器及某些ISA总线板卡电路。在许多新系统中已经不再使用5V电压，现在某些形式的电源如SFX、FLEX ATX一般不再提供-5V输出。在Inter发布的最新的ATX12V 1．3版本中。已经明确取消了-5V的输出，但大多数电源为了保持向上兼容，还有这条输出线。
6.蓝色线：-12VDC输出，主要用于某些串口电路，其放大电路需要用到+12V和-12V，通常输出小于1A，在目前的主板设计上也已经几乎不使用这个输出，而通过对+12VDC
的转换获得需要的电流。
7. 紫色线：十5V Stand-By（+5VSB），最早在ATX提出，在系统关闭后，保留一个＋5V
的等待电压用于电源及系统的唤醒服务。
很明显，要考量一个电源的功率支持能力，最主要就是要看红色、黄色、橙色三条线的最大输出能力。 不同配置的系统对于这三条线的输出能力有不同的要求。对于大多数新装配的电脑显然＋12VDC输出是最重要的。
插电即开机的原因为什么我的电脑只要一插电就会开机，其实问题就是出在上面介绍的＋5V Stand-By上。 以前的PSII、AT电源均采用机械式开关来开机关机，从ATX开始不再使用机械式开关来开机关机，而是通过键盘或按钮给主板一个开机关机信号，由主板通知电源关闭或打开。由于+5VStand-by是一个单独的电源电路，只要有输入电压，+5VSB就存在，这样就使电脑能实现远程Modem唤醒或网络唤醒功能。 然而最早的ATX1.O版只要求+5VSB达到0.1A,这样经常会由于“插插座”这样的动作导致的电流被误当作开机信号而被触发，所以Intel公司在ATX2.01版提出＋5VSB不低于0.72A基本上解决了这个问题。
8.灰色：代表P.G信号线（电源状态信息线，它是其他电源线通过一定电路计算所得到的果，当按下电脑开头键后，这个信号表示电源良好可以开机无信号说明有故障主板自动监测）。
9.蓝色：代表-12V电源线（向串口提供EIA电源）。
白色：代表-5V电源线（软驱锁相式数据分离电路）。
10.紫色：代表+5V StandBy电源线（关机后为主板的一小部分电路提供动力，以检测各种开机命令）。
11.绿色：代表PS-ON信号线（主板电源开／关的信号线，未接通时有一定电压）。
12.黑色：系统电路的地线。

❺ UPS的设计和工作模式如何影响其性能

UPS的关键任务是在各种输入交流条件下(包括发电机运行)，确保提供给IT设备的电源满足设备电源的具体要求。现在我们看看不同的设计是怎样满足以下主要标准的：
将电压维持在允许的范围内
无需锁定IT设备就可在各种模式间转换
与发电机电力之间平滑过渡
UPS拓扑对性能的影响：
将电压维持在允许的范围内
UPS输出电压必须在信息技术工业委员会(ITIC)为所有输入交流线路条件规定的ITIC电压容限曲线的可接受容限内。
纵轴显示的是电源装置(PSU)的输入电压。横轴表示输入电压出问题的时间(可达10,000个交流电周期，约28分钟)。ITIC曲线(其实更像是阶梯而非曲线)显示IT设备用的一种典型电源装置(PSU)设计的可接受的输入电压包络。
UPS必须确保输入到电源装置(PSU)的电压不在可接受的区间上方的禁止范围内，因为在此范围内的电压可损坏IT设备。低于阈值的电压可导致电源装置(PSU)关闭或出现异常行为。
ITIC(CCBEMA)曲线显示IT设备的电源绒容限
几乎所有的系统设计都提供一定程度的浪涌抑制，以防高频瞬变和大电压尖峰，例如由雷电引起的或由公共电厂的破坏引起的。
1、多数小型后备式和在线交互式系统使用某些形式的瞬变箝位装置，如金属氧化物压敏电阻(MOV)，它们可将多余的能源分流到地，或者在能量等级太高时自毁来吸收过电压或瞬时冲击。由于这种UPS多数都是小型的，设计用于布置在被保护的设备附近，只有最小数量的这种箝位装置。
2、在正常模式运行的双转换UPS通过AC-DC-AV转换过程处理电力，从而阻止有破坏性的输入条件通过UPS进入到所连接的负载设备。(但是，如果UPS在旁路模式，如在系统维护或系统故障过程中，有破坏性的输入脉冲将通过UPS旁路进入负载。)
多模式双转换UPS容易被部署在距市电输入源较近处，因此常常设计有额外的浪涌保护。这些设计可包括连接多个并联的金属氧化物压敏电阻(MOV)，得到三个独立的保护通路：火线与火线之间、火线与地线之间、零线与地线之间。UPS还可以有气体放电管、浪涌线圈或其它包含电感器和电容器一类器件的滤波电路，用于在破坏性脉冲到达关键负载前将其消除。此外，这类UPS在输入电源条件使其有理由转到双转换模式时会自动从高效模式转换过来，从而将输入瞬变与负载隔离开来。多数设计也可保证：即使在旁路模式，保护所连接的负载设备不受瞬变问题影响。总是以这样或那样的方式保护IT设备不受大浪涌和冲击影响。
3、不论采用哪种UPS设计，仍建议在市电入口处采取浪涌保护措施，以保护UPS输入监控电路，并在向UPS旁路供电的电路上提供浪涌保护。
不同的UPS设计处理不太极端的电压条件(如欠压或过压条件)的方式也不同：
1、只要输入电压在预定的UPS容限内，后备式UPS就可为IT设备供给满足此要求的可接受的电力。但是，正常运行的电压范围一般较窄(ITIC曲线的±10%)，因此，UPS必须频繁地求助于电池，这样会减少电池的运行时间和使用寿命。有些后备式系统允许较宽的输入电压范围，这有助于保存电池电量，但可导致所连接的IT设备锁定或出现时有时无的运行问题。
2、只要输入电压在预置的UPS容限内，在线交互式UPS就可供应在ITIC要求范围内的电力。但是，在线交互式系统可使用抽头变换式变压器或降压/升压电路提供一些电压调节。这意味着它不需要像后备式系统那样频繁地求助于电池，虽然它也使用一些电池电能去支持正常模式与电压调节模式之间的过渡。电池电能用量比后备式UPS的低，但仍比双转换拓扑的高。
3、双转换UPS在所有输入电源条件下都提供经调整的输出电压，电压波动在标称值的1%到3%内。当输入电压在预置的UPS容限内时，不需要使用电池就可对输出进行调整。同样地，双转换UPS与后备式或在线交互式设计相比，使用电池的次数都少，时间都短。这就等于得到更长的电池运行时间和使用寿命。目前许多双转换UPS是智能型的，如果UPS没有100%加载，输入接受范围就会更宽。
4、当输入电压在预置的UPS容限内时，多模式高效双转换UPS就可供应在ITIC要求范围内的电力。当输入交流电压超出此范围内，UPS自动使用双转换模式，使输入调整到ITIC要求的范围内。结果，电池使用时长和频度与双转换UPS相似，在有些情况下甚至更低。
有些较大的系统设计可能允许调节输出电压的区间，因此系统也可支持输入电压范围更受限制的非IT电源，同时仍得到较高的运行效率的好处。
所有UPS设计满足ITIC规定的IT设备的输入电压要求。主要区别在于UPS实现此结果的方式，这对电池使用频度和时长有很大的影响。后备式UPS对电池的需求量最高，双转换拓扑最低。
与ITIC曲线相差的各种UPS设计的性能
无需锁定IT设备就可在各种模式间转换
按照行业标准，IT设备内的电源装置设计可存储足够的能量，在电力中断时让设备继续运行约20毫秒。这称为“保持”时间。这意味着设备可忍受UPS在各个运行模式之间转换时出现的短暂的断电，如从正常运行模式到电池模式，再返回正常模式。
但是，转换实际上应比20毫秒快得多，因为电源装置在没电的情况下运行的时间越长，当它再接受到电力时汲取的突入电流越大。突入电流可超过UPS的电流处理能力，从而导致其关闭。
后备式UPS在5-12毫秒(典型值为8毫秒)内切换到电池模式。后备式系统一般使用一个快速动作机械式继电器进行电力切换，它可延长切换到电池前的时间。
大多数电源可以容忍此中断。但是，当转换时间大于5毫秒时，突入电流会超过UPS逆变器的处理能力，引起IT设备复位，从而导致数据出错或关机。如果后备式系统允许输出电压下降标称值的10%以上(比如在120V系统上降到108V以下)，电源装置(PSU)很可能处在汲取比正常值大的电流的状态。因为这个原因，失去输出的时间的延长增大了电源装置(PSU)关闭的机率。
为很关键的服务器配用后备式系统时要考虑的一个问题是电池供电时输出电压的波形问题。许多后备式系统产生方波或修正正弦波输出，目前的功率因数校正电源可能无法处理这种波形。如果是这种情况，电源几乎常常是一出现电池运行就关闭。
在线交互式UPS以3-8毫秒(典型值为5毫秒)的典型转换时间切换到电池模式，在大多数电源的可接受的限制范围内。如果转换时间大于5毫秒，有些电源装置(PSU)会呈现出超过400%的突入电流，UPS逆变器无法支持这么高的电流要求。
双转换UPS从输出电力零中断处(转换时)开始从电池汲取电流，因此转换不会引起突入电流。
先进、高效、多模式、双转换UPS一般在1-3毫秒内切换到电池模式，完全处在典型的电源装置(PSU)的突入曲线的最低部分以内。随后的突入电流小于正常峰值电流的200%，电池和逆变器可以容易地对付这种大小的短时突入电流。
多模式系统的工作原理与宣传“高效运行模式”或“经济模式”选项的典型的双转换UPS大不相同，主要体现在两个方面。经过修改的双转换UPS一般：
在高效模式时以后备模式运行(而非在线交互式)，因此提供的保护较少。
由于UPS设计中的变压器或检测电路检测到电源问题的延时，转换到双转换模式需要5到12毫秒。那样的转换时间可导致IT设备数据出错或关。
在后备模式，UPS在失去交流输入时可能无法立即同步逆变器，从而会延迟向电池电源的转换。如果逆变器和整流器与输入交流电力隔离开，就不能确保对关键负载进行正常的瞬变保护，会引起其它的问题。
有效的多模式系统必须始终跟踪交流输入，并将逆变器与其同步。这样，当失去交流输入时，逆变器会以输出电力的极小中断立即接过负载。此外，整流器和逆变器应始终在线，时刻准备预防瞬变，并在交流电源中断时提供极其快速的响应。
交流电源的中断
断电时间越长，电源装置突入电流越大，
但有些电源装置设计对这种现象的控制比其他设计要好一些。
与发电机电力之间平滑过渡
在较长时间的市电停电中，UPS怎样处理向备用发电机的转换？此过渡可能不是平滑的，因为发电机在起动和预热期间电压和频率可能不稳定。
当发电机及其负载从初始起动过渡到正常运行的过程中，UPS必须能够处理发电机输出畸变。如果UPS不调整这种情况，不稳定的电力可导致所连接的IT设备数据出错或关机。UPS应当尽可能地减少向电池运行模式来回转换的次数，从而降低输出电力中断的可能性和电池的压力。
后备和在线交互式UPS必须在将负载切换到发电机前先度量电源，然后再使逆变器与此电源同步。即使发电机的频率或电压有轻微的偏差，这类设计也可能切换回电池运行状态。
双转换和多模式高效双转换UPS可确保当发电机预热时，即使输出电压或频率不稳定(或由于其它负载使发电机循环开关)，UPS仍继续靠整流器运行，而不是切换到电池运行状态。由于使用输入整流器将交流处理成直流，这类UPS使用电池供电的时间最短。

❻ 电源模块的设计方法

电源的电磁干扰水平是设计中最难的部分，设计人员能做的最多就是在设计中进行充分考虑，尤其在布局时。由于直流到直流的转换器很常用，所以硬件工程师或多或少都会接触到相关的工作，本文中我们将考虑与低电磁干扰设计相关的两种常见的折中方案 。
电源设计中即使是普通的直流到直流开关转换器的设计都会出现一系列问题，尤其在高功率电源设计中更是如此。除功能性考虑以外，工程师必须保证设计的鲁棒性，以符合成本目标要求以及热性能和空间限制，当然同时还要保证设计的进度。另外，出于产品规范和系统性能的考虑，电源产生的电磁干扰(EMI)必须足够低。不过，电源的电磁干扰水平却是设计中最难精确预计的项目。有些人甚至认为这简直是不可能的，设计人员能做的最多就是在设计中进行充分考虑，尤其在布局时。
尽管本文所讨论的原理适用于广泛的电源设计，但我们在此只关注直流到直流的转换器，因为它的应用相当广泛，几乎每一位硬件工程师都会接触到与它相关的工作，说不定什么时候就必须设计一个电源转换器。本文中我们将考虑与低电磁干扰设计相关的两种常见的折中方案;热性能、电磁干扰以及与PCB布局和电磁干扰相关的方案尺寸等。文中我们将使用一个简单的降压转换器做例子，如图1所示。

图1.普通的降压转换器
在频域内测量辐射和传导电磁干扰，这就是对已知波形做傅里叶级数展开，本文中我们着重考虑辐射电磁干扰性能。在同步降压转换器中，引起电磁干扰的主要开关波形是由Q1和Q2产生的，也就是每个场效应管在其各自导通周期内从漏极到源极的电流di/dt。图2所示的电流波形(Q和Q2on)不是很规则的梯形，但是我们的操作自由度也就更大，因为导体电流的过渡相对较慢，所以可以应用Henry Ott经典著作《电子系统中的噪声降低技术》中的公式1。我们发现，对于一个类似的波形，其上升和下降时间会直接影响谐波振幅或傅里叶系数(In)。

图2.Q1和Q2的波形
In=2IdSin(nπd)/nπd ×Sin(nπtr/T)/nπtr/T (1)
其中，n是谐波级次，T是周期，I是波形的峰值电流强度，d是占空比，而tr是tr或tf的最小值。
在实际应用中，极有可能会同时遇到奇次和偶次谐波发射。如果只产生奇次谐波，那么波形的占空比必须精确为50%。而实际情况中极少有这样的占空比精度。
谐波系列的电磁干扰幅度受Q1和Q2的通断影响。在测量漏源电压VDS的上升时间tr和下降时间tf，或流经Q1和Q2的电流上升率di/dt 时，可以很明显看到这一点。这也表示，我们可以很简单地通过减缓Q1或Q2的通断速度来降低电磁干扰水平。事实正是如此，延长开关时间的确对频率高于 f=1/πtr的谐波有很大影响。不过，此时必须在增加散热和降低损耗间进行折中。尽管如此，对这些参数加以控制仍是一个好方法，它有助于在电磁干扰和热性能间取得平衡。具体可以通过增加一个小阻值电阻(通常小于5Ω)实现，该电阻与Q1和Q2的栅极串联即可控制tr和tf，你也可以给栅极电阻串联一个 “关断二极管”来独立控制过渡时间tr或tf(见图3)。这其实是一个迭代过程，甚至连经验最丰富的电源设计人员都使用这种方法。我们的最终目标是通过放慢晶体管的通断速度，使电磁干扰降低至可接受的水平，同时保证其温度足够低以确保稳定性。

图3.用关联二极管来控制过渡时间
开关节点的物理回路面积对于控制电磁干扰也非常重要。通常，出于PCB面积的考虑，设计者都希望结构越紧凑越好，但是许多设计人员并不知道哪部分布局对电磁干扰的影响最大。回到之前的降压稳压器例子上，该例中有两个回路节点(如图4和图5所示)，它们的尺寸会直接影响到电磁干扰水平。

图4.降压稳压器模型1

图5.降压稳压器模型2
Ott关于不同模式电磁干扰水平的公式(2)示意了回路面积对电路电磁干扰水平产生的直接线性影响。
E=263×10-16(f2AI)(1/r) (2)
辐射场正比于下列参数：涉及的谐波频率(f，单位Hz)、回路面积(A，单位m2)、电流(I)和测量距离(r，单位m)。
此概念可以推广到所有利用梯形波形进行电路设计的场合，不过本文仅讨论电源设计。参考图4中的交流模型，研究其回路电流流动情况：起点为输入电容器，然后在Q1导通期间流向Q1，再通过L1进入输出电容器，最后返回输入电容器中。
当Q1关断、Q2导通时，就形成了第二个回路。之后存储在L1内的能量流经输出电容器和Q2，如图5所示。这些回路面积控制对于降低电磁干扰是很重要的，在PCB走线布线时就要预先考虑清器件的布局问题。当然，回路面积能做到多小也是有实际限制的。
从公式2可以看出，减小开关节点的回路面积会有效降低电磁干扰水平。如果回路面积减小为原来的3倍，电磁干扰会降低9.5dB，如果减小为原来的10倍，则会降低20 dB。设计时，最好从最小化图4和图5所示的两个回路节点的回路面积着手，细致考虑器件的布局问题，同时注意铜线连接问题。尽量避免同时使用PCB的两面，因为通孔会使电感显着增高，进而带来其他问题。
恰当放置高频输入和输出电容器的重要性常被忽略。若干年以前，我所在的公司曾把我们的产品设计转让给国外制造商。结果，我的工作职责也发生了很大变化，我成了一名顾问，帮助电源设计新手解决文中提到的一系列需要权衡的事宜及其他众多问题。这里有一个含有集成镇流器的离线式开关的设计例子：设计人员希望降低最终功率级中的电磁干扰。我只是简单地将高频输出电容器移动到更靠近输出级的位置，其回路面积就大约只剩原来的一半，而电磁干扰就降低了约 6dB。而这位设计者显然不太懂得其中的道理，他称那个电容为“魔法帽子”，而事实上我们只是减小了开关节点的回路面积。
还有一点至重要的，新改进的电路产生的问题可能比原先的还要严重。换句话说，尽管延长过渡时间可以减少电磁干扰，但其引起的热效应也随之成为重要的问题。有一种控制电磁干扰的方法是用全集成电源模块代替传统的直流到直流转换器。电源模块是含有全集成功率晶体管和电感的开关稳压器，它和线性稳压器一样可以很轻松地融入系统设计中。模块开关节点的回路面积远小于相似尺寸的稳压器或控制器，电源模块并不是新生事物，它的面世已经有一段时间了，但是直到现在，由于一系列问题，模块仍无法有效散热，且一经安装后就无法更改。

❼ 应急电源装置有什么用

应急电源装置（Emergency Power Supply）英文缩写为EPS。集中供电的应急电源是在建筑物发生火情或内其他紧急情况下容，对疏散照明或其他消防、紧急状态急需的各种用电设备供电的电源。由其供电目的可以看出，应急电源应当具备以下特有的要求。高可靠性。高可靠性是指电源在紧急状态下能可靠供电。保证供电是电源的第一目的，只要元器件可以运行而不致损坏，供电就不能停止。当然，此时的元器件的工作状态可能相当严酷，电源的某些电气参数(如频率、谐波率)在特殊状态时可能不理想，但只要用电负荷在这些参数状态下可以工作，电源就不能停止供电。可监视性。应急电源虽然是使用在特殊场合(供电电源停电、发生火情等)，但是应急柴油发电机组还应定期进行试车。

❽ 如何设计开关电源

概述：首先分析了现代开关电源的优缺点及其发展状况，在传统开关电源的基础上设计了一种新型的带全面检测和保护功能的开关电源，该电源输入带雷电浪涌保护，并配有RS-485通讯接口，可实现与上位通讯。 1、概述 随着电子技术和电源技术的发展，开关电源以体积小、重量轻、功率密度大、集成度高、输出组合便利等优点而成为电子电路电源的首选。在实际的工作环境中，特别是在一些工业场所中，电磁环境十分恶劣，常常有异常情况出现，例如过电压、瞬态脉冲冲击波、强电磁辐射等。这些都有可能击毁电源。影响整个系统的工作。通过设计以微处理机为核心的具有全面电源检测技术辅以提高开关电源抗过电压、抗干扰性能力的手段，设计了一种具有保护和监控功能的开关电源。 2、设计思想 随着电子设备对电源系统要求的日益提高，研究廉价的具有监视"管理供电电源功能的开关电源愈来愈显得必要。通过综合考虑电源各种技术性能和对自身的安全要求以及开关电源性能的基础上，设计出了一种新型实用的带有过电压检测和保护装置的智能化源。它具有以下几个特点：（1）实现了对过电压的检测，并能记录每次过电压的瞬时值和峰值。可启动备用电源供电。实现对电子电路的保护作用。（2）具有抗冲击能力强、使用寿命长、带液晶屏数字监视的特点。 同时通过RS-485通信接口与管理计算机通讯能实现电源的工作和保护等功能的透明化。（3）能实时显示输出电压、电流的大小、过电压的次数、大小以及必要的参数设置信息。（4）通过接口与后台或远端PC机实现数据传送。智能化电源的核心由显示板、CPU板、通信板、备用电源板、过电压检测板、键盘、通信转接板组成。装置的关键是实现电压的峰值检测，尤其是过电压的检测。该开关电源使用了一种基于单片机的过电压检测和峰值电压检测方法，实验证明它满足了对检测的快速性和精确性的要求。 3、系统硬件设计 3.1 原理框图 系统硬件框架如图1所示。在正常的情况下220V的交流输入电压经过整流、滤波、DC/DC.变换、限流稳压电路后可得到一个稳定的输出电压。是一个普通开关电源。当有过电压时，过电压信号经过过电压检测电路检测和峰值电压保持电路保持，控制电源回路，断开正常工作的交流电路，同时通过计算机启动备用电源工作，以及完成对过电压的瞬时值和峰值的测量。 3.2 PWM控制电路 系统采用的PWM调制器为SG3524型号[4]的芯片，电路如图2所示。在芯片的电源信号入口端并联一电容C2构成一个软启动电路。设计软启动电路的目的是防止在电源突然开通时产生的过大电流对芯片造成冲击。在刚通电时，电容两端电压不能突变，它的电压随外部电源对其充电而逐渐升高，经过一段时间后，电路进入正常工作状态。这样保证了输入电压缓慢地建立起来，确保芯片不受损坏。输出电路的开关功率管选用MOS功率管。由于功率管是在高频状态下工作会产生振荡。为了消除这种寄生振荡，应尽量减少与功率管各管脚的连线长度，特别是栅极引线的长度。若无法减少其长度，可以串联小电阻，且尽量靠近管子栅极。图中R3既是功率管的栅极限流电阻，又与R4一起消除功率管工作时产生的寄生振荡。 3.3变压器驱动电路 变压器驱动电路见图3。驱动电路采用单端驱动工作方式，这种电路简单、工作可靠性高。功率管由来自SG3524芯片的信号驱动。11、14脚的单端并联输出。当SG3524输出高电平时，功率管导通，在电感L中储能；输出低电平时，功率管截止，导致流过电感L上的电流突然下降为零，L产生反电势。该反电势的脉冲电压加在高频变压器的输入端，驱动变压器工作。同时，电感L作变压器的阻抗匹配元件。 由高频变压器输出的交流电压经二极管VD2、VD3进行整流倍压后，再经C2滤波，得到高压输出。 3.4采样反馈电路 反馈回路中，对输出电压信号的取样，采用在输出端并联电阻，再将高压经电阻串联衰减的方法实现。 R3、R4、RW为电压取样反馈电阻。电压经隔离反馈后，从SG3524芯片的1脚输入，控制占空比，进而调节输出电压，达到稳压的目的。其稳压原理是：若输出电压偏高，采样反馈的信号也偏高，与SG3524中误差放大器的基准电压比较后的电压偏低，导致占空比的宽度变窄，引起输出电压下降；反之亦然。RW是可调电阻，通过调节RW来调节输出电压。 3.5 过电压检测电路 过电压对于电源来说是一个非常有害的信号。雷电等引起的瞬时高电压如果不加遏制，直接由电源引入RTU（远程终端设备）则会影响其电源模块的正常工作，各功能模块的工作电压升高而工作不正常，严重时会损坏模块，烧坏元器件IC。 过电压保护的基本原理是在瞬态过电压发生的时侯（微秒或纳秒级），通过过电压检测电路对这个信号进行检测。过电压检测电路中主要的元件是压敏电阻，压敏电阻相当于很多串并联在一起的双向抑制二极管。电压超过箝位电压时，压敏电阻导通；电压低于箝位电压时，压敏电阻截止。这就是压敏电阻的电压箝位作用。压敏电阻工作极为迅速，响应时间在纳秒级。 过电压检测电路原理图如图(4)所示，当有过电压信号产生时，压敏电阻被击穿，呈现低阻值甚至接近短路状态，这样在电流互感器的原级产生一个大电流，通过线圈互感作用在副级产生一个小电流，再通过精密电阻把电流信号转变为电压信号。这个信号输入到电压比较器LM393后，电压比较器LM393输出高电平，经过非门A 输出的控制脉冲1控制电源回路,断开开关电源电路，启动备用电源。控制脉冲2送到单片机的中断口，单片机控制回路启动A/D转换，采样过电压的瞬时值。 3.6 峰值电压采样保持电路 峰值电压采样保持电路如图(5) 所示。峰值电压采样保持电路由一片采样保持器芯片LF398 和一块电压比较器LM311构成。LF398的输出电压和输入电压通过LM311进行比较，当Vi>Vo时LM311输出高电平，送到LF398的逻辑控制端8 脚，使LF398 处于采样状态。.
以上这些是一些新型开关电源设计一部分，不知道能帮助你吗？

❾ 分离式独立供电设计指的是要外接电源吗

是的。